tek

Artikelgruppen
  • Content Count

    830
  • Joined

  • Last visited

  • Days Won

    11

Everything posted by tek

  1. Jag håller med. Det gäller nog alla vanliga inställningar. Att ratta på de vanliga inställningarna realtivt enkelt borde alla tillverkare av tonarmar tillhandahålla. Azimuth är en parameter som en del tillverkare verkar strunta i. Det kan jag nog inte leva utan. En nyhet jag läste angående ämnet tog jag tog upp just detta. Att det var inte bara maskinerna som blivit lite knarriga. Här är den: https://mrstylus.com/en/jelco-is-bankrupt-answers-to-questions-and-rumours/
  2. Det enda som jag upplever är direkt dåligt är hur man fixerar höjden på tonarmen. Jag är inte ensam om att tycka det då det finns en tredjepartsprodukter som denna: https://www.akkelisaudio.com/skivspelare-tillbehor/blandade-tillbehor/easy-vta-for-jelcoarmar.html
  3. Mitt hifi intresse har legat i dvala under våren, men nu är det tillbaka och då får man passa på att köra vidare. Första prototypen blev väldigt bra med undantag för att jag drev kärnan lite väl hårt. Så för att minska magnetiseringen av kärnan så tänker jag för prototyp 2 så tänker jag nästan fördubbla antalet varv. Då kan jag halvera tvärsnittsarean på kärnan men måste minska på trådtjockleken radikalt för hålla lika antal lager på speciellt primärlindan. Jag kommer med största sannolikhet inte få lika fin frekvensgång HF-mässigt som i mätningen ovan på grund av ökat läckage och mer kapacitans, men det får man leva med. Då är det bara till att börja veva.
  4. Jag håller med. Jag diggar framförallt att det går att rita kompakta men fortfarande lättlästa scheman. Den till synes enkla idén klarar inte många program. Jag noterade att det inte finns nån ideal trafo, eller iaf hittar jag den inte. Jag föredrar trafo där man bara anger omsättning och sätter parasiter utanför. Jag hann inte testa men kan tänka mig att du bör välja: primärinduktansen exempelvis 10H eller nåt beroende på typ av trafo, sekundärinduktans = primärinduktans*omsättning. Eftersom du inte vet läckinduktansen kan du sätta K till 1 eller 0.999 eller så.
  5. Sista serien armarna (TK) tycker jag verkar intressanta. Om det är kopior kan jag inte avgöra. https://www.jelco-ichikawa.co.jp/features.html Kör en enklare Jelco-arm som inköptes för kaffepengar och den upplever jag har riktigt fin byggkvalitet med tanke på nypris som jag tror inte ligger på mer än 5-6kkr. Jelco är väl fortfarande en ganska vanlig OEM. Transrotor använder på vissa verk vad jag tror är Jelco.
  6. Gällande MicroCap då det använts för att för att göra en del simuleringar i tråden. Nästan alla simuleringsprogram jag använder eller använt exempelvis ISSpice, LTSpice, NL5, MultiSim har några bra funktioner som de andra inte har. Jag har också börjat att lajja med MicroCap då det också har ytterligare några fina funktioner, men då Spectrum Software nu stängt ner är det intressant att veta om framtiden. Det vore synd om mjukvaran bara blir obsolet inom ett par år eller så. Jag mailade skaparen Andy Thompson och frågade: Kommer nya versioner lanseras för att hantera exempelvis nya Windows releaser? Om inte planeras källkoden släppas publikt? "Not planning on it but the code is pretty robust so I would expect it will work for the next few versions." och angående publik källkod: "Not planning on it."
  7. Jag tror man mätt utan signal, dvs ingången kortsluten mot jord och låtit skåpet/audio analysatorn beräkna RMS mätt på utgången under ett visst tidsspann. Normalt brukar man ange vad man haft för bandbredd i mätningen. Men säker är jag inte. Synd att de inte är tydligare.
  8. Det blir naturligt då pickupen påverkar kretsen. En del handlar om att 47k motståndet på ingången brusar. Bidraget som påverkar SNR spänningsdelas mot pickup+sut. Högre impedans i den transformerade impedansen från pickupen via suten så ökar bidraget från 47k-motståndet. En del handlar om att pickupen i sig brusar. Högre intern resistans -> mer brus. Lägre output -> lägre SNR. Om man hade haft inte försumbar brusström hade skillnaden blivit större. Dl103 och Atlas är nog ganska bra på att titta på ändarna av spannet av pickuper även om det säkert finns andra lämpliga kandidater. Inte jag heller. Antar att det kortslutit ingången och mätt med oscilloskop på utgången. I en perfekt värld blir det samma sak. Ripplet på utgången kan dock bero på flera fenomen. Det kan vara bra att mäta så som ett komplement till SNR. När man bara specar ett värde utan förutsättningar blir ofta redovisningen meningslös.
  9. För 1:8 koppling av LL1931: 67,4 dB / 71,8 dBA För 1:16 koppling av LL1931: 69,2 dB / 73,5 dBA. Möjligtvis är det mindre bra att koppla en DL103 till en 1:16 LL1931 map frekvensgången, jag har dock aldrig mätt på en LL1931 så säker är jag inte.
  10. Tack! Jag var hyffsat nära då. Man bör ha i åtanke att pickupen spelar stor roll. Atlas måste vara den mest lågohmiga jag sett som samtidigt ger ut relativt hög output. Jag kan beräkna för DL103 som är i det andra spannet när jag kommer hem. . Den är högimpediv med ganska låg output ( 43ohm, 46uH och 0.3mV). Sen får man ta i beaktande de förenklingar jag gjort som troligtvis kapar nån eller ett par dB till. Angånde röret i sig. Utefter de beräkningar jag gjort ligger röret på runt 6nV/sqrt(Hz) med 1/f-brus vilket man får säga är inte speciellt lågbrusigt. En bra JFET ligger runt 1nV/sqrt(Hz) och bipolära kan ligga under 1nV/sqrt(Hz) men då har man en avsevärd brusström att ta hänsyn till vilket gör att de troligen passar bättre för rena MC-steg. De som finns att tillgå nu ligger som JFET:en BF862, 0.8nV/sqrt(Hz) och lite drygt 1,1nV/Sqrt(Hz) om man tar med 1/f-brus. Om man lägger gridmotståndet till detta får man en 7,2 nV/sqrt(hz), sqrt(6^2+4^2) Gränsen till vad man vill ha brukar anges på runt 73dBA, så för @calle_jr så har han fortfarande gott om marginal. De flesta skivor man spelar är nog på betydligt sämre än 73dBA vilket gör marginalen än större.
  11. ok, jag har gjort en grov uppskattning av SNR för steget ifråga. Nedan är en schema med bruskällor jag tagit med. Schemat innehåller diverse förenklingar jag gjort. Dessa är: 1. Signalen förstärks så mycket i första steget så att bidragen från efterföljande steg blir försumbara 2. Kaskodröret (V2) är brusfritt, dvs idealt map brus. 3. Signalröret V1 har försumbar brusström. Gridströmmen är låg vilket gör även brusströmmen på grid försumbar. 4. Inimpedansen till efterföljande steg är väldigt hög (Z1) 5. Impedansen när man tittar in i plate på V2 är väldigt hög. Detta tillsammans med att Ca kortsluter Ra så kan förstärkningen från Vi till Vo antas vara -gm RL, dvs transkonduktansen för V1 multiplicerat med lastresistansen. 6. Biaseringskretsen för kaskodröret har bytts ut mot en spänningskälla. Tittar man in i katoden på V2 är impedansen (Z3) låg. 7. Motstånden är ideala på så sätt att de inte bidrar med mer än termiskt brus, varken excess noise eller 1/f brus är med i beräkningarna. Det är inga problem för exempelvis Rg. Men Rl och Ra har ett visst spänningsfall och kommer möjligtvis ge upphov till excess noise. Detta beroende på teknologi på motståndet är tillverkat av. 8. I de beräkningar som gjorts med en SUT har endast omsättning och DC-resistans för primär och sekundär tagits med i beräkningarna. Trafons överföringsfunktion är antas vara helt rak. Komponentparametrar Jag har höftat fram att strömmen som flyter genom signalröret V1 är 1.75mA. Spänningen på anoden är runt 115V. Jag har använt databladet: https://www.jj-electronic.com/en/12ay7 Brusspänningen för röret är då lika som för ett motstånd med värde 3.06/gm (Sounds of Silence). Jag uppskattar värdet på gm i detta område till 1.8 mS. DVS det ekvivalenta motståndet är 1700 ohm. Detta "motstånd" sitter alltså i serie direkt på ingången. Vn,eq_V1 i bilden nedan. Rp - rörets utimpedans uppskattar jag till 45kOhm runt arbetsområdet från databladet. Det blev oväntat högt. Detta är en småsignalparameter av utgångsresistansen för röret i fråga. En större svårighet är att veta gränsfrekvensen för 1/f bruset. Jag hittar ingen som har mätt just 12AY7 men då detta använt samma värde som B.Vogel specar för 12AT7 nämligen 1kHz. @calle_jr du som har en modell av röret kan väl kolla arbetspunkten? Ström genom signalröret och spänningen över det. Kort om beräkningarna: Rl - Transformeras till noden Vi via DC-förstärkningen -gm*RL. Påverkar i min beräkning väldigt lite. Ra - Jobbiga handberäkningar för att transformera till noden Vi, men då den filtreras (kortsluts) via kondensatorn Ca påverkar den knappt. Ri - 47kohmsmotståndet på ingången påverkar väldigt lite då impedansen i pickupen är ganska låg. Rg och brusspänningen från röret sitter direkt på ingången och påverkar. Utifrån de parametrar jag valt är det framförallt röret som dominerar. Resultat: Man får ta resultaten med en nypa salt då en hel del förenklingar gjorts. Så detta får väl antas som ett slags best-case. För pickupen Lyra Atlas (Atlas 4,2Ohm, 11uH(?), 0.56mV@1kHz) får man: Om M5 phono skulle vara en MC-förstärkare (dvs används utan sut) blir SNR 58,2dB / 62,5dBA (A-viktat) för beräkningen. Men då detta är ett MM-steg (du använder väl en LL1931?). Det ger SNR på 75.3 dB / 79.6 dBA för 1:8 och 80.4 / 84.3 dBA för kopplingen 1:16. De fina siffrorna såklart till stor del på pickupen som har relativt hög utsignal och väldigt låg intern resistans. Om man använder exempelvis AT OC9 MK3 (12ohm, 26uH, 0.4mV@1kHz) så får man för 1:8 : 71,8 dB / 76,1dBA och 1:16 : 75.4 dB/ 80.1 dBA. Detta är också beräknat med LL1931 som SUT. Det lönar sig att använda en SUT med hög omsättning, det tolkar jag som att steget i sig inte är helt tyst och man når inte en utplaningseffekt oavsett omsättning. Se exempelvis vissa av mina beräkningar map SUT:ar för MARIA. Det bör kanske vara så för många rör-RIAA och/eller att resistansen i SUT:en för omsättning 1:8 är i paritet med i varje fall Atlas interna resistans. Och motståndet på 1kOhm då? Det påverkar men eftersom röret i sig brusar än mer än och dominerar så får det inte den dramatiska effekten som jag först trodde. Jag trodde att röret skulle vara mer lågbrusigt. Att en komponent dominerar eller "sätter taket" beror då varje komponent adderas RMS, dvs Vn_eq = SQRT(V1^2+V2^2). Det handlar om någon eller några dB minskning av SNR om man använder 200 ohm istället för 1kOhm.
  12. Jättefin tobaksodling! Hur ska det konsumeras? Snus?
  13. Den stora skillnaden är att signalnivån in är så pass mycket lägre in till ett RIAA. Lägga till lite brus när signalen är 1Vrms spelar inte så mycket roll för SNR. Nej jag mindes fel. Trodde du du hade 10ohms pickup. Med en 4,2 ohm blir skillnaden ännu större såklart. Ta reda på mer info om motståndet. I denna position bör det inte vara så nogrannt då det inte är någon större dc-spänning över det. Jag antar att svårigheten blir att hitta data på rören, brus brukar sällan specas i datablad för rör. Man får hoppas att nån mätt eller exempelvis anta ett spann. Har du nån info om 6072a? Vad uppgraderades i försteget?
  14. Ja, misstänkte att det var ett gridstopper. Även om jag tyckte den var lite väl hög. Jag har ju dock mindre erfarenhet av rör. Det kan ju dock vara så att ingångsröret är så pass brusigt att det dränker motståndets brusbidrag. Brus adderas ju RMS. Andra alternativ är att AN inte är så nogräknade med SNR, värdet av skyddet storleken på R12 medför är viktigare eller att det upplevs ge en positiv signatur. Det vore intressant att veta varför man valt just det värdet. Som referens: Ett 1k motstånd har spektraltäten 4nV/sqrt(Hz). Detta kan jämföras med trissan BF862 som har 0.8nV/sqrt(Hz). I Maria använder jag 4st parallellkopplade för att få ner spänningsbruset till 0.4nV/sqrt(Hz) från ingångstrissorna. Jag använder inget seriemotstånd som R12. R12 påverkar i lika hög grad som spänningsbruset från ingångsröret. De sitter i serie med varandra, dvs den ekvivalenta bruskällan från ingångsröret och den ekvivalenta bruskällan från R12. Om man skulle börja räkna mer detaljerat på detta är jag övertygad om att dessa två är de dominerande källorna i kretsen. R8 kortsluts av C3 och om man antar att förstärkningen är hög kommer R7 och kaskodrörets bidrag att försvinna. Källorna som brukar dominera är de som sitter direkt på ingången. Även om de inte sitter direkt i serie med pickupen så blir det en spänningsdelning mellan R4 och pickupen. Då R4 >> pickupens resistans så sitter de i princip i serie med pickupen och påverkar således därefter. Om du vill kan vi göra en överslagsberäkning på SNR. Jag har kanske fel
  15. Så kan det definitivt vara. Jag hoppas att någon räddar/köper upp ip:en och fortsätter tillverkning och nyutveckling. Om det skulle ske så gissar jag att det blir ett kinesiskt företag som köper upp resterna.
  16. Väldigt intressant att läsa konstruktörens tankar! Även om jag tycker han förenklar företeelser så mycket att det blir felaktigt. Exempelvis att rör är "more linear" än transistorer och att de "use simple circuits". Man får väl läsa texten utifrån kontext, finns ingen plats att utveckla resonemanget.
  17. Är du säker på att det sitter ett 1k motstånd direkt på ingången på phonoförstärkaren? Om det stämmer så jämför din picka + sut 1:8(?). Ger en jämförlig resistans på ca: 10×64 ohm. Enbart detta motstånd mördar SNR utan att andra komponenter är med i beräkningarna.
  18. Det är en del buggar i bilden ovan - CMFB måste kopplas in innan AC-kopplingskondingarna i steg 1. - på ingångarna saknas en kondensator från P till N. Antar runt 100pF.
  19. Tror inte detta kommit upp. Isf får admin ta bort tråden. https://www.analogplanet.com/content/tonearm-manufacturer-jelco-covid-19-victim https://www.google.com/amp/s/www.whathifi.com/amp/news/jelco-closes-down-due-to-covid-19-and-outdated-machinery En verklig förlust. Finns inte så många med så bra pris/prestanda -förhållande enligt mig. Funderar på om jag ska slå till på en 12" TK 850 eller 950 medan de fortfarande finns att köpa.
  20. Tanken har varit att designa en kretslösning som liknar kretsar som @calle_jr brukar länka till. Det brukar nästan alltid vara rörsteg. Så hittills har detta utkristalliserats, vi är väl på andra eller tredje iterationen nu: 1. Kompensation (steg 1 och steg2). Möjligtivs kommer en tonkontroll in någonstans, men det är inte avgjort i nuläget. 2. Ingen feedback, i varje fall inte global feedback. 3. "Rörlik" kretsdesign - enkel kretslösning, inga P-trissor (det finns ju inga P-rör) 4. Balanserad 5. +/-12V matning. Kan matas direkt från bandspelaren. Resultatet så här långt är en trestegsraket där varje del är AC-kopplad. Tanken var att bara använda J-FET:ar som signaltransistorer. Jag har varit tvungen att gå ifrån det för att steg 2 ska fungera väl. Steg 2 har relativt låg förstärkning och kommer varken arbeta med stora eller små signalnivåer så tanken är att detta knappt påverkar signaturen. Resultatet så här långt är ganska likt en rörkrets, förutom en del trix för att kunna använda låg matningspänning. Detta är att steg 1 och steg 3 använder strömkällor som kollektorlast istället för motstånd (steg 1) eller matas vi mittpunkten på trafon (steg 3). För steg 1 frikopplas matningspänningen från kollektorlasten och signaltransistorerna kan biaseras med en aktiv last. Det samma gäller för steg 3. Detta tror jag inte kommer göra någon inverkan på signaturen då Rpot1 och kondensatorn är den effektiva AC-lasten för steg 1 och transformatorn är den effektiva AC-lasten för steg 3. På grund av den hög utimpedansen från kollektorlasterna (strömkällorna) i steg 1 och steg 3 så är DC-spänningen på utgången inte väldefinierad. Därför behövs en Common Mode Feedback. Detta är i princip DC-servon som håller DC-spänningen till något vettigt. Detta resonemang är baserat på att strömkälla paralellt med nämnda laster så är strömkällans utimpedans i oändlig eller iaf jätte jätte stor. En impedans Z1 som paralellkopplas med en jättestor impedans Z2 kommer reduceras till Z1.
  21. En transformator är en passiv komponent och är således i stort beroende på den krets den verkar i. En bra konstruerad och byggd transformator är alltså ingen garant på en bra förstärkare. Dålig matchning mot den övriga kretsen kan inte räddas av trafon. Transformatorer och induktorer är i elektronik lite av en speciell företeelse då de i många applikationer måste specialbeställas eller göras in-house då det går liksom inte går för försäljarna att lagerhålla alla möjliga kombinationer av kärnmaterial, kärngeometrier samt de olika storlekarna på geometrierna, antal varv och omsättning, säkerhetsklassning, vald induktans, antal lindningar, hur de ska lindas, applikation, trådtjocklek, trådtyp, osv. Inom audio är kanske en ett fall då det går att komma undan med att bara för tillverkarna att köpa off the shelf. Många tillverkare gör dock egna och sådant brukar hifipressen imponeras av. En nackdel som du själv nämner är att bandbredden ofta blir lidande, vilket jag upplever att det stämmer. Det finns en del designparametrar som gör det svårt att få bra bandbredd nedåt och uppåt i frekvens. Det man kan ha i åtanke är att felen i bandbredd ackumuleras, dvs har 2 steg med -3dB bandbredd på 15Hz - 60 kHz så kommer du då ha tillsammans -6dB mellan 15Hz till 60kHz. Jag läste en artikel om nån nyckelfigur på audio note som hade 11 transformatorer i signalvägen till reporterns förtjusning. Om man leker med tanken att alla dessa steg har en bandbredd på 15Hz till 60kHz (egentligen ett orimligt antagande då beroende på användningsområde kan man få betydligt bättre bandbredd) så kan man tänka sig att slutresultatet kommer låta extremt avrullad diskant och helt utan bas, eller möjligen en härligt framträdande mellanregister. Helt beroende på vem som lyssnar såklart. Jag konstruerar då och då magnetkomponenter både i yrkesrollen men även för hobbyhifi. Dock inga utgångstrafos hittils. Jag tycker de påverkar mycket, man måste matcha väl. Det är en intressant komponent och brukar kräva ett antal iterationer just pga av alla dess begränsningar och valmöjligheter.
  22. Ok då förstår jag. Det kanske är lämpligare att använda stigtid isåfall. Exempelvis mellan 10-90% eller 20-80%. Det luriga som jag ser det med din definition är att man kan tro att det handlar om ett första ordningens system, men man bör kunna hitta två olika reglersystem med av olika grad och således olika antal tidskonstanter men med samma tidskonstant enligt din definition. Exempelvis ett med 90grader fasmarginal, och ett på randen av instabilitet som ringer som sjutton men men som når 63% av slutvärdet på samma tid. Med det sagt så tycker jag att så länge man har förstår varandra så är terminologi inte så viktigt. För övrigt är det roligt att läsa om dina tester.
  23. I denna typ av reglering där man inte bryr sig om förluster. I slutändan är det passtransistorns lägsta vce som sätter begränsningen. Så för low drop out regulatorer så använder man ofta transistorer av p typ för att minska minsta droppet. Zenerdioder brusar mycket så det finns mycket bättre spänningsreferenser. Du kan kompensera genom att öka kapacitansen på utgången.
  24. Vad menar du med reglersystemets tidskonstant?
  25. Kolla på din överföringsfunktionen 'closed loop'. Den ger tidsförskjutning map frekvens via fasens beteende.