calle_jr Posted August 4 Share Posted August 4 Stepuptransformatorn, stepup-transformatorn eller step-up-transformatorn beskrevs i avsnitt 9. Vid val av SUT finns det två målsättningar: att skapa tillräcklig utspänning för att riaat ska kunna förstärka så brusfritt som möjligt, och att impedansmatcha pu+sut+kablage för att få rak output inom audiobandet. För att kunna simulera hela kretsen med rätt egenskaper för SUT så har vi mätt på några olika varianter. En LL9226 med omkopplingsbar lindningsratio 1:10 (20dB) och 1:20 (26dB), en Dynavector DV6A med 1:13 (22dB) och en Ortofon T-20 med 1:40 (32dB). Stort tack till Per Lundahl på Lundahl Transformers och till Vinylcalle på Rehifi för utlån av transformatorer De tre mätobjekten. Datablad LL9226: http://www.lundahl.se/wp-content/uploads/datasheets/9226.pdf Ortofon T-20: http://www.euphonia-audioforum.se/calle_jr/Artiklar/Vinyl/ortofon_t-20.pdf Dynavector DV6A: http://www.euphonia-audioforum.se/calle_jr/Artiklar/Vinyl/dynavector_brochure.pdf Beskrivning av mätprocedur En nätverksanalysator har använts för att extrahera olika egenskaper hos transformatorerna, exempelvis lindningsratio, resistanser, kapacitans och induktans. Vi har genomgående vid varje mätning kalibrerat probarna för att få en bra mätning. Trots det ger varje mätning lite olika resultat. Det är möjligt att mäta enskilda egenskaper vid olika testuppsättningar, exempelvis kan magnetiserings- och läckinduktans och kapacitans mätas via en enportsmätning där nätverksanalysatorn kan extrahera kapacitans, induktans och resistans. För att åstadkomma en SPICE-modell har dessa mätningar inte kunnat användas fullt ut då värdet på många av parasitkomponenterna är frekvensberoende, vilket introducerar stora fel vid simulering av överföringsfunktionen från ingång till utgång. Därför har en modell för varje trafo tagits fram där vissa komponenter kunnat väljas genom enportsmätningar, och där vissa komponenter avpassats för att åstadkomma en ’curve fit’ mot en mätning av överföringsfunktionen H(s) = uriaa(t)/u(t) med en last på sekundärsidan bestående av hålmonterad metallfilmsresistor på 47 kOhm (Rriaa ) parallellt med två keramiska kondensatorer med 2x47 pF (Criaa). Vi har testat med en 100pF (1%) filmkondensator för att öka noggrannheten i mätningen, men det blev svårare att få till en bra jämförelse mellan simulering och mätning, då de keramiska kondensatorerna gav en tydligare resonanstopp vid 100-200kHz på mätningar då detta testades. Mätningar med 0 ohm Zi med olika kondensatorer som last. Schema för mätuppställning Vi låter en näterksanalysator skicka en excitering med en frekvens. Mottagarna har ett filter så att man endast ser resultatet vid aktuell frekvens. Vi extraherar impedans, magnitud och fas för varje frekvens. Bild: datatech.de Instrumentet har en utimpedans på 50ohm vilket noteras som Rdrive i bilden ovan. Dessutom har alla transformatorer testats mot olika drivresistanser, Zi. Dessa är valda utifrån rekommendationer från aktuellt datablad. Lindningsration N är med största sannolikhet inte exakt enligt datablad på de olika transformatorerna, utan värdena har avpassats mot mätningar. Lindingsresistans, Rp1, Rs1 : Den tillgängliga nätverksanalysatorn går inte tillräckligt långt ner i frekvens för att kunna anses som DC för transformatorn. Troligtvis bör man ha en nätverksanalysator med betydligt lägre lägsta frekvens för att direkt kunna mäta Rp1, Rs1 än som funnits tillgängligt. Data i modellen har därför tagits från databladet om det är angivet, annars har det uppskattats från mätningar av magnituden av impedans och induktans vid låga frekvenser. Primär magnetiseringsinduktans, Lp2 : Magnetiseringsinduktansen är olinjär med ett förhållandevis högt startvärde, för att avta snabbt och sedan plana ut. Vi uppskattar att den avtar proportionellt mot 1/frekvens. En komponents värde kan dock inte modelleras på detta sätt i SPICE. För de transformatorer där detta gett utslag i mätningarna av överföringsfunktionen uriaa(t)/u(t) (LL9226 kopplat i 1:10 och 1:20) har två seriekopplade komponenter, LLp2 och RLp2 , lagts till parallellt med Lp2 för att simulera en avtagande induktans. Dessa värden är valda så att överföringsfunktionen stämmer någorlunda delvis mot simuleringarna mot låga frekvenser. Detta är simulerat med olika värden på Zi med 0 ohm, 27 ohm och 47 ohm när man jämför skillnaden i magnitud vid 20Hz och 10kHz. Detta är egentligen en mindre bra modell, felen under 100Hz är förhållandevis stora. Vi har labbat med lite mer avancerade modeller men ej funnit tillfredsställande resultat. För Dynavector DV6A och Ortofon T-20 har tillräckligt goda resultat uppnåtts genom att modellera magnetiseringsinduktansen som en ren induktans. Primär läckinduktans, Lp1 : kan mätas direkt. Läckinduktansen visar liknande egenskaper som magnetiseringsinduktans. Snabbt avtagande från ett relativt högt startvärde för att senare plana ut. Värdet som använts i modellen är när mätningen planar ut från ungefär 1kHz till 100kHz. Sekundärkapacitans, Cs1 : Med direkt mätning mäter vi upp ett värde som då det använts i modellen ger en för tidig avrullning. Då Criaa är känd (storleksordningen +/- 5%) har kapacitansen avpassats så att resonanstoppen och avrullning blir någorlunda rätt jämfört med mätning. Primärkapacitans : Som ovanstående är det svårt att få till en direkt mätning fastän flera olika mätningar har gjorts.. Denna är dock inte synlig vid mätning av överföringsfunktionen. Vi har valt att inte ta med den i modellen men man kan skatta den till 10pF eller nåt om man skulle vilja ta med den. Primär-Sekundär lindningskapacitans, Cp1 : Lindningskapacitansen över primär-sekundär har avpassats så att en dipp runt 1-3 MHz överensstämmer med mätningarna. Man kan notera att vid direktmätning har kapacitanser mätts upp till i storleksordningen 100-300pF. Använder man dessa värden i SPICE-modellen blir jämförelse mot mätning från ingång till utgång direkt fel. Detta behöver såklart inte betyda att mätningen av kapacitanserna visar fel. I SPICEmodellen har magnetisering och läckinduktansen avpassats så att de ger förhållandevis bra överenstämmelse vid lägre frekvenser. Vid högre frekvenser är det sannolikt att värdet avtagit signifikant. Det har dock inte tagits i beaktande och därför blir kapacitanserna i modellen underestimerade. Alltså; värdena på kapacitanserna "blir vad de blir" för att ge hyfsat bra anpassning. Komponentvärden baserat på mätningar och datablad Jämförelse mellan mätresultat och spicemodell av mätuppställning I nedanstående bilder är mätresultaten jämförda med simuleringsresultat från spicemodellering. Blå plottar är mätning och gröna är simulering. Man kan se att modellen stämmer hyfsat bra från 20Hz till ungefär 2MHz. Efter det kollapsar modellen, men det finns ändå inget levande som hör så höga frekvenser så vi har valt att redovisa till 1 MHz. Lundahl LL9226 1:10 Exempel med tre olika val av källimpedans, Zi=0, 27 och 47 ohm, och lindningsratio 1:10: LL9226 1:10. 0 ohm källimpedans LL9226 1:10. 27 ohm källimpedans LL9226 1:10. 47 ohm källimpedans Kommentar: LL9226 kopplad 1:10 är mycket linjär i hela audiobandet för källimpedanser upp till över 25 ohm. Den kommer fungera tillfredsställande ända upp till 50 ohm, och vi ser inte heller några fasvridningar. Denna stepup kommer inte interferera med mekaniska resonanser för någon normal pickup som har måttlig internimpedans. Lundahl LL9226 1:20 Exempel med fyra olika val av källimpedans, Zi=0, 2.3, 10 och 24.8 ohm, och lindningsratio 1:20: LL9226 1:20. 0 ohm källimpedans LL9226 1:20. 2.3 ohm källimpedans LL9226 1:20. 10 ohm källimpedans LL9226 1:20. 24.8 ohm källimpedans Kommentar: LL9226 kopplad 1:20 har samma karakteristik som när den kopplas 1:10. Man ser dock en tydlig påverkan på frekvensgången i basen redan vid måttlig källimpedans. Med denna koppling bör man undvika pickuper med internimpedans över 10 ohm. Magnituden vid 1 kHz minskar något med ökande källimpedans, men det är i princip obetydligt. Ortofon T20 1:40 Exempel med tre olika val av källimpedans, Zi=0, 2.3 och 4.4 ohm: Ortofon T20 1:40. 0 ohm källimpedans Ortofon T20 1:40. 2.3ohm källimpedans Ortofon T20 1:40. 4.4 ohm källimpedans Kommentar: Ortofon T20 kopplad 1:40 är också linjär inom sina specar. Man ser dock tendenser till fasvridningar i audiobandets gränser, och man ska sannolikt söka efter mycket lågohmiga pickuper ihop med denna stepup. Magnituden vid 1 kHz minskar måttligt, men vi mäter ju med låga källimpedanser. Dynavector DV6A 1:13 Exempel med tre olika val av källimpedans, Zi=0, 4.4 och 27 ohm: Dynavector DV6A 1:13. 0 ohm källimpedans Dynavector DV6A 1:13. 4.4 ohm källimpedans Dynavector DV6A 1:13. 27 ohm källimpedans Kommentar: På vårt exemplar av DV6A är kablarna fastlödda och inverkar lite grand i mätningen. Det sitter dessutom en 10 ohm resistor på ingången, och ingången är fasvänd jämfört med utgången. Resistorn påverkar output, och som syns minskar output med nästan 10dB för en 27 ohms pickup jämfört med en 4.4 ohms. I övrigt är DV6A mycket linjär inom sina specar. Vårt exemplar av DV6A var försett med 10 ohm parallellresistorer på ingångarna. Felmatchning mellan pickup och SUT För att åskådliggöra effekten av SUT vid felmatchning av pickup har vi simulerat LL9226 1:20 med Zi=0, 10, 25, 50 och 100 ohm. Simulerad frekvensgång magnitud med 5 olika källimpedanser. Simulerad frekvensgång fas med 5 olika källimpedanser. Om vi nu skulle lita på denna simulering så ser man att för pickuper med internimpedans under 10 ohm så är frekvensgången mycket linjär både för magnitud och fas. En SUT som har lägsta resonans vid 200kHz får väl betraktas som ideal. Men med internimpedans över 25 ohm blir både magnitud och fasgång olinjär under 300 Hz och över 10 kHz. Man ser också att höga källimpedanser stjäler output. Skillnad i output mellan lägsta och högsta är hela 35%. Den som förväntar sig förstärkning 1:20 med en 100 ohms pickup kommer enligt detta exempel bara få 1:15. Link to comment Share on other sites More sharing options...
Recommended Posts